LD nicht gegen Masse ?

[bluebird]

Ich habe mir eine Regelung gebaut, (ist noch im Teststadium) mit der ich die LD mit dem Gehäuse (wenn es denn Masse ist !) auf GND legen kann.
Dabei entfällt die läßtige isolierung zum GND.

Grund: Ich habe Rote LD mit K an GND bekommen.

Wieso sind fast alle auf +potential ausgerichtet ?

Hat das einen Grund den ich noch nicht weiß ?
...wer nicht fragt bleibt dumm...

Gruß Bluebird

[goamarty]

Das ist nur, weil es technisch einfacher zu bauen ist. U.a. weil das ILDA Signal auch oft gegen GND hängt.

[guido]

Das ist nur, weil es technisch einfacher zu bauen ist. U.a. weil das ILDA Signal auch oft gegen GND hängt.

Beides ausgemachter BLÖDSINN !!!

Bitter erkläre mal deine Theorien, dann kommentiere ich sie nachträglich.

[goamarty]

Na gut. In der klassischen Schaltung (+ LD FET Shunt GND) ist die Shunt-Spannung massebezogen, das Blankingsignal des Lasers (hätte ich besser statt ILDA-Signal gesagt) ist auch massebezogen, du brauchst im Minimalfall einen OPV. Wenn der Shunt in der Plusleitung hängt, dann brauchst du zumindest noch einen zusätzlichen Differenzverstärker. Das meine ich mit "technisch einfacher".
Aber hier gleich laut "Blödsinn" schreien.....

[vakuum]

Es ist definitiv einfacher einen Laserdioden-Treiber mit der LD-Anode an PLUS zu fertigen als einer mit der Kathode an GND

[equal]

Hallo Laserfreaks,

zumindest ist es nicht die Anzahl der OPV. Auch ein High Side Treiber lässt sich mit nur einem OPV darstellen.

Der Erklärungsversuch müsste etwas tiefgehender sein ...

Gruß aus Essen ... Erik

[bluebird]

Hallo !

Danke für die Antworten.

Ich würde mir aber wünschen das dieses "freundlich" erfolgt !
Sicher hat der ein oder andere mehr Wissen (über sein Fachgebiet !).
Andere wissen vielleicht etwas, das man selbst (noch?) nicht weiß ?

Viele Gruesse

Bluebird

[equal]

Hallo Bluebird,

ich sehe - Dir ist direkt aufgefallen das bestimmte Themen hier etwas neurotisch behandelt werden - ich weiss auch nicht warum ...

3 Gründe für die Bevorzugung von Low Side Treibern fallen mir aber ein:

- Das Design einer PNP bzw. P-Kanal Endstufe ist sehr ungewohnt.
- Bei Verwendung eines PNP oder P-Kanal Enhancement Transistors an High Side ist zu berücksichtigen das im Einschaltmoment der Ausgang des OPV (je nach OPV zwischen 0V und UB/2) den Transistor voll durchsteuert. Je nach Verhältnis der Anstiegzeiten von OPV und Transistor kann es zu ungewollten Peaks kommen.
- Bei Verwendung eines NPN oder N-Kanal Enhancement Transistors an High Side ist die Spannung über der LD + Udiff des Transistors = der Basisspannung bzw. Gatespannung. Durch das "schwebende" Potential ist diese Variante ziemlich unsauber.

Welche Variante für einen High Side Treiber hast Du denn gewählt?

Gruß aus Essen ... Erik

[lucerne]

- Bei Verwendung eines NPN oder N-Kanal Enhancement Transistors an High Side ist die Spannung über der LD + Udiff des Transistors = der Basisspannung bzw. Gatespannung. Durch das "schwebende" Potential ist diese Variante ziemlich unsauber.

Funktioniert. Allerdings ist zu beachten, dass bei Verwendung von FETs die Betriebsspannung vom OPV wesentlich grösser gewählt werden muss, da der Source durch die LD und Shunt angehoben wird.

Dein oben erwähntes Schaltbild hatte ich übrigens auch schonmal verwendet. Das Problem mit den Peaks im Einschaltmoment kann ich leider bestätigen. Und: Bei dieser Version wird die Speisung als Referenzpunkt genommen, was nicht von Vorteil ist, da nie wirklich stabil bei ner Laständerung.



Gruss
Leander

[goamarty]

Ausserdem gewinnst du gegenüber einem PNP/P-Kanal Transistor nicht viel, weil die Shunt Spannung weiterhin auf Vcc bezogen ist, oder bei Anordnung des Shunts zw. Transistor und LD überhaupt schwebend anfällt, also zwingend einen zusätzlichen Differenzverstärker erfordert. Der Preisvorteil eines N gegenüber P Transistors wird bei den hier zu erwartenden Stückzahlen nicht ins Gewicht fallen.
Die Peaks beim Einschalten wird man möglicherweise nur mit einer Einschaltverzögerung sicher in den Griff bekommen, ev. kann man auch gewisse Stützkondensatoren gegen Vcc statt GND schalten, die Schaltung gewissermaßen mit negativer Betriebsspannung designen. So wurde dies bei den ersten Transistorschaltungen gemacht, als es nur PNP Ge-Transistoren gab. Dann muß man aber das Blank-Signal mittels eines Differenzverstärkers gegen + beziehen. Optokoppler oder Übertrager sind ja weniger linear und meist teurer.

[equal]

Hallo Leander,

Funktioniert. Allerdings ist zu beachten, dass bei Verwendung von FETs die Betriebsspannung vom OPV wesentlich grösser gewählt werden muss, da der Source durch die LD und Shunt angehoben wird.

Stimmt, hinzu kommt das der schwebende Source durch die Spannung über die LD erzeugt wird. Da die LD eine nichtlineare Kennline hat, wird auch das Regelverhalten unlinear. Ich habe in Versuchen festgestellt das die Neigung zum Überschwingen bei dieser Variante größer ist als bei anderen Varianten.

Bei dieser Version wird die Speisung als Referenzpunkt genommen, was nicht von Vorteil ist, da nie wirklich stabil bei ner Laständerung.

Ich verstehe nicht was Du mit Referenzpunkt meinst. In der Schaltung gibts es keine Referenzspannung. Die wird erst nötig wenn ein Offset addiert werden soll. Das Schaltungsfragment ist aber nur die Endstufe. Die Widerstandsbrücke ist im Gleichgewicht wenn die Spannung über dem Shunt gleich der Eingangsspannung ist. Das ist unabhängig von Ub. Der 50 Ohm Widerstand dient nur dem Ausgleich einer nicht ganz Rail to Rail fähigen Eingangsstufe.

Hallo goamarty,

man braucht keinen zusätzlichen Differenzverstärker und auch der Einschaltpeak ist in den Griff zu bekommen. Wie? Ganz einfach einen zusätzlichen NPN Transistor in Emitterschaltung zwischen OPV und PNP Endstufe einfügen. Diese Stufe invertiert das Signal. Damit liegt die Basis der PNP Enstufe beim Einschalten über den Kollektorwiderstand auf +Ub.

Gruß aus Essen ... Erik

[goamarty]

Hallo,
Es stimmt mit der Spannungsbalance, habs gerade für Ub = 5V und 6V durchgerechnet. Das erschien mir auf den ersten Blick anders.
Den 50 Ohm Widerstand verstehe ich aber nicht. Der OPV wird hier als invertierender Verstärker betrieben, der +IN ist immer auf (ca.) Ub/2, im Gleichgewicht ist's der -IN also auch. Ein R/R OPV wäre also gar nicht nötig. Und der Widerstand bringt dann doch eine kleine Abhängigkeit von Ub (genau im Verhältnis 10000/10050).

[equal]

Hallo goamarty,

die Abhängigkeit von Ub ist negativ. Das bedeutet - der Ausgangstrom sinkt wenn Ub steigt. Dieser Effekt ist zwar nicht beabsichtigt aber auch nicht wirklich störend. Der Sinn des 50 Ohm Widerstandes offenbart sich wenn man sich die Treiberschaltung komplett vorstellt. Es fehlen ja noch ein paar Stufen:

- eine Eingangsstufe welche aus differential ended ein single ended Signal macht
- einen Limiter der die Modulationsspannung auf 5 Volt begrenzt
- einen Addierer welcher einen Offset hinzuaddiert
- eine Referenzspannungsquelle für Limiter und Addierer

Bleiben wir bei dem Addierer. Wenn die Modulationsspannung und die Offsetspannung 0 Volt sind sollte der Addierer (wenn er Rail to Rail fähig ist) ist auch 0 V am Ausgang haben. Der Ausgang vom Addierer ist der Eingang von der Enstufe, so das diese den Strom durch die LD auf 0 mA regelt.

In der Praxis ist die Rail to Rail Fähigkeit beschränkt - ein paar mV sind am Ausgang immer zu messen. So würde der LD Strom immer ein paar mA betragen auch wenn die Modulationsspannung und die Offsetspannung 0 V betragen. Der 50 Ohm Widerstand kompensiert dieses Verhalten. Es lässt sich ein LD Strom von 0 mA einstellen. Da man in der Praxis immer einen Offset verwenden möchte, ist der 50 Ohm Widerstand eigentlich unwichtig und kann auch weggelassen werden.

Gruß aus Essen ... Erik

[goamarty]

Alles Klar, es geht um die R/R Fähigkeit der vorgelagerten Stufe, nicht um den Eingang des OPV der Endstufe. So macht es Sinn. Den Gedanken mit dem Offset-/Schwellstrom hatte ich auch schon, nach dem die R/R Fähigkeit des Addieres nicht so wichtig ist.
Statt dem Darlington denke ich wegen der Geschwindigkeit eher an einen Logic-Level MOSFET, die vorgelagerte NPN Stufe in Emitterschaltung zur Vermeidung von Einschaltpeaks ist ne gute Idee. Da aber sowieso eine Einschaltverzögerung realisiert werden soll, ist sie vielleicht nicht nötig. Diese wird über einen zusätzlichen Transistor/FET die Gatespannung des Endtransitors kurzschließen und erst wenn "alles OK" ist freigeben.

[equal]

Hallo goamarty,

P-Kanal logic level MOSFET sind ziemlich rar. Hast du einen bestimmten Typ im Auge?

Über die Steigezeit/Bandbreite habe ich mir auch schon Gedanken gemacht. Welche Sinusbandbreite hälst Du für sinnvoll? Zu hoch sollte sie auch nicht sein - schnell wird aus der Regelung ein Kurzwellensender...

So eine Einschaltverzögerung habe ich noch nicht durchdacht. Zum einen könnte man Ub mit einer Referenzspannung vergleichen - aber woher bekommt man im Einschaltmoment eine Referenzspannung? Zum anderen könnte man einfach einen Kondensator laden und die Kondensatorspannung mit Ub - 5% vergleichen. Wenn die Kondensatorspannung > Ub - 5% ist wird die Enstufe freigegeben.

Statt Ub - 5% könnte man auch die Schaltspannung des Schalttransistors nehmen.

Als Schalttransistor würde ich einen selbstleitenden FET verwenden. So dass im Einschaltmoment der Source nahezu auf Ub liegt. Bei der Berechnung der Widerstände muss man berücksichtigen das der OPV einen maximalen Ausgangsstrom hat. Denn der Ausgang des OPV wird durch den leitenden Schalttransistor auch belastet.

Bist Du da schon weiter?

Gruß aus Essen ... Erik

[goamarty]

Ich hab noch keinen konkreten ausgesucht. Wenn ich bei IRF auf P-Chan gehe und dann welche mit max. 12-30V_DSS aussuche sind bereits alle SMD (ist gewünscht) und ich bekomme ca. 20 Typen, die bei 2,7V U_GS spezifiziert sind, alle auf <1 Ohm R_DS_On. "Eigentlich" bräuchte man in dieser Linear-Anwendung mit >=5V Betriebsspannung nichtmal einen LL-Typ. Hab gerade den IRLR9243 gesehen, ist nicht gerade LL aber für 4,5V spez. und es gibt ihn im DPAK, sieht sehr interessant aus.
Der selbstleitende FET als Blockierung könnte ien gute Idee sein, hast du da schon einen Typ im Auge?
Zwischen 30-100kHz Modulationsbereich (max. Mod.Freq.) und dem Kurzwellenbereich kommt noch der Lang- (150kHz-?) und Mittelwellenbereich (600-1600kHz). Diese _nicht_ zu erreichen wird der eine oder andere Kondensator helfen Es ist aber hier einfacher zu verhindern, daß sich Verstärker als Oszillator fühlen und Oszillatoren sich für Gleichspannungsregler halten (dann handelt es sich bekanntlich um HF-Technik) als in einer GHz Schaltung.
Oder die Suche nach der parasitären Schwingung eines Mischers bei 1,9GHz, wenn in Wirklichkeit die 17. Oberwelle des Quarzes einstreut, weil 2 Leiterbahnen über 5mm Länge zw. der 3. und 4. Lage der Leiterplatte koppeln.
Ich möchte auf "t>=3s" UND "power good" warten. Also RC Zeit und k*V_cc>URef, eine U_ref werde ich sowieso brauchen für Offset usw. Mir geht es ein bisschen auf die Nerven, wenn ichvon einem Bekannten immer wieder höre, daß die Lasernetzteile am besten 0,5% stabil sein sollten, damit die Leistung passt. Die Leistung soll nicht von der Stabilität der Versorgung abhängen, wo vielleicht noch einige A für TECs fließen. Dafür gibt es Referenzspannungsquellen. Den max. Strom durch die Diode bestimme ich auch lieber unabhängig von der V_CC
Der max. Ausgnagsstrom des OPV ist kein Problem, die Dinger sind kurzschlußfest (strombegrenzt), allerdings würde der Blockiertranssitor erst nach dem von dir bereits gezeichneten 470 Ohm Widerstand sitzen, damit ist das kein Thema